Analyse de la conception des circuits des étiquettes RFID passives UHF

En raison de leur fréquence de fonctionnement élevée, de leur longue distance de lecture-écriture, de l'absence d'alimentation externe et de leur faible coût de fabrication, les étiquettes RFID passives UHF sont devenues l'une des principales orientations de la recherche RFID et pourraient devenir des produits courants dans le domaine RFID dans un avenir proche.

Une étiquette RFID passive UHF complète se compose d'une antenne et d'une puce d'étiquette. Parmi eux, la puce d'étiquette comprend généralement les parties suivantes du circuit : circuit de récupération d'énergie, circuit de stabilisation de la tension d'alimentation, circuit de modulation de rétrodiffusion, circuit de démodulation, circuit d'extraction/génération d'horloge, circuit de génération de signal de démarrage, circuit de génération de source de référence, unité de commande, mémoire. L'énergie nécessaire au fonctionnement de la puce d'étiquette RFID passive provient entièrement de l'énergie de l'onde électromagnétique générée par le lecteur de carte. Par conséquent, le circuit de récupération d'énergie doit convertir le signal UHF induit par l'antenne de l'étiquette en tension continue nécessaire au fonctionnement de la puce. fournir de l'énergie.

Étant donné que l'environnement électromagnétique dans lequel se trouvent les étiquettes RFID est très complexe, la puissance du signal d'entrée peut varier des centaines voire des milliers de fois. Par conséquent, pour que la puce fonctionne normalement dans différentes intensités de champ, un circuit de stabilisation de tension d'alimentation fiable doit être conçu. . Le circuit de modulation et de démodulation est le circuit clé pour la communication entre l'étiquette et le lecteur de carte. À l'heure actuelle, la plupart des étiquettes RFID UHF utilisent la modulation ASK. L'unité de commande d'une étiquette RFID est un circuit numérique qui traite les instructions. Afin de permettre au circuit numérique de se réinitialiser correctement après que l'étiquette entre dans le champ du lecteur de carte, en réponse aux instructions du lecteur de carte, un circuit de génération de signal de démarrage fiable doit être conçu pour fournir un signal de réinitialisation à l'unité numérique.

circuit de récupération d'énergie

Le circuit de récupération d'énergie convertit le signal UHF reçu par l'antenne de l'étiquette RFID en une tension continue par rectification et suralimentation pour fournir de l'énergie au fonctionnement de la puce. Il existe de nombreuses configurations de circuit possibles pour les circuits de récupération d'énergie. Comme le montre la figure, plusieurs circuits de récupération d'énergie sont couramment utilisés à l'heure actuelle.

Dans ces circuits de récupération d'énergie, il n'existe pas de structure de circuit optimale, et chaque circuit a ses propres avantages et inconvénients. Dans différentes conditions de charge, différentes conditions de tension d'entrée, différentes exigences de tension de sortie et conditions de processus disponibles, différents circuits doivent être sélectionnés pour obtenir des performances optimales. Le circuit de doubleur de tension à diodes à plusieurs étages illustré à la figure 2(a) utilise généralement des diodes à barrière Schottky. Il présente les avantages d'une efficacité de doublement de tension élevée et d'une faible amplitude du signal d'entrée, et est largement utilisé. Cependant, le processus CMOS commun de la fonderie générale ne fournit pas de diodes à barrière Schottky, ce qui posera des problèmes au concepteur dans la sélection du processus. La figure 2(b) remplace la diode Schottky par un tube PMOS connecté sous la forme d'une diode, ce qui évite les exigences particulières du processus. Le circuit de doublement de tension avec cette structure nécessite une amplitude de signal d'entrée plus élevée et présente une meilleure efficacité de doublement de tension lorsque la tension de sortie est plus élevée. La figure 2(c) est un circuit redresseur à double onde à diode traditionnel. Par rapport au circuit doubleur de tension Dickson, l'effet doubleur de tension est meilleur, mais davantage d'éléments de diode sont introduits et l'efficacité de conversion de puissance est généralement légèrement inférieure à celle du circuit doubleur de tension Dickson. De plus, comme sa borne d'entrée d'antenne est séparée de la masse de la puce, il s'agit d'une structure entièrement symétrique avec condensateur bloquant le courant continu lorsqu'on la regarde de la borne d'entrée d'antenne à la puce, ce qui évite l'influence mutuelle entre la masse de la puce et l'antenne, et convient à une utilisation avec des antennes symétriques (telles que des antennes à pôles pairs) connectées. La figure 2(d) est la solution de tube CMOS du circuit de redressement à onde complète proposée par de nombreuses publications. Dans le cas d'une technologie limitée, une meilleure efficacité de conversion de puissance peut être obtenue et les exigences relatives à l'amplitude du signal d'entrée sont relativement faibles.

Dans l'application des étiquettes RFID UHF passives générales, en raison de considérations de coût, on espère que le circuit à puce est adapté à la fabrication de la technologie CMOS ordinaire. L'exigence de lecture et d'écriture à longue distance impose des exigences plus élevées en matière d'efficacité de conversion de puissance du circuit de récupération de puissance. Pour cette raison, de nombreux concepteurs utilisent la technologie CMOS standard pour réaliser des diodes à barrière Schottky, de sorte que la structure du circuit doubleur de tension Dickson à plusieurs étages peut être utilisée de manière pratique pour améliorer les performances de la conversion de puissance. La figure 3 est un diagramme schématique de la structure d'une diode Schottky fabriquée par un processus CMOS courant. Dans la conception, les diodes Schottky peuvent être produites sans changer la prLes étapes du processus et les règles de génération de masque, et il suffit d'apporter quelques modifications à la disposition.

La disposition de plusieurs diodes Schottky conçues sous le processus CMOS UMC 0,18 um. Leurs courbes de test des caractéristiques CC sont présentées dans la figure 5. On peut voir à partir des résultats des tests des caractéristiques CC que la diode Schottky fabriquée par le processus CMOS standard a des caractéristiques de diode typiques et que la tension de mise sous tension n'est que d'environ 0,2 V, ce qui est très approprié pour les étiquettes RFID.

Circuit régulateur de puissance

Lorsque l'amplitude du signal d'entrée est élevée, le circuit de stabilisation de la tension d'alimentation doit être capable de garantir que la tension d'alimentation CC de sortie ne dépasse pas la tension maximale que la puce peut supporter ; en même temps, lorsque le signal d'entrée est faible, la puissance consommée par le circuit de stabilisation de tension doit être aussi faible que possible. Pour réduire la consommation électrique totale de la puce.

Du point de vue du principe de régulation de tension, la structure du circuit de régulation de tension peut être divisée en deux types : un circuit de régulation de tension parallèle et un circuit de régulation de tension série.

Dans la puce d'étiquette RFID, il doit y avoir un condensateur de stockage d'énergie avec une valeur de capacité élevée pour stocker suffisamment de charge pour que l'étiquette reçoive le signal de modulation, et l'énergie d'entrée peut toujours être au moment où l'énergie d'entrée est faible (comme le moment où il n'y a pas de porteuse dans la modulation OOK). , pour maintenir la tension d'alimentation de la puce. Si l'énergie d'entrée est trop élevée et que la tension d'alimentation monte à un certain niveau, le capteur de tension dans le circuit de stabilisation de tension contrôlera la source de fuite pour libérer l'excès de charge sur le condensateur de stockage d'énergie, de manière à atteindre l'objectif de stabilisation de la tension. La figure 7 est l'un des circuits régulateurs de tension parallèles. Trois diodes connectées en série D1, D2, D3 et la résistance R1 forment un capteur de tension pour contrôler la tension de grille du purgeur M1. Lorsque la tension d'alimentation dépasse la somme des tensions de mise sous tension des trois diodes, la tension de grille de M1 augmente, M1 est mis sous tension et commence à décharger le condensateur de stockage d'énergie C1.

Le principe d'un autre type de circuit de stabilisation de tension consiste à utiliser un schéma de stabilisation de tension en série. Son schéma est illustré à la figure 8. La source de tension de référence est conçue comme une source de référence indépendante de la tension d'alimentation. La tension d'alimentation de sortie est divisée par la résistance et comparée à la tension de référence, et la différence est amplifiée par l'amplificateur opérationnel pour contrôler le potentiel de grille du tube M1, de sorte que la tension de sortie et la source de référence maintiennent fondamentalement le même état stable.

Ce circuit régulateur de tension série peut produire une tension d'alimentation plus précise, mais comme le tube M1 est connecté en série entre l'alimentation non régulée et l'alimentation régulée, lorsque le courant de charge est important, la chute de tension sur le tube M1 entraînera une perte de tension plus élevée. Par conséquent, cette structure de circuit est généralement appliquée aux circuits d'étiquettes avec une consommation d'énergie moindre.

Circuit de modulation et de démodulation

a. Circuit de démodulation

Afin de réduire la surface de la puce et la consommation d'énergie, la plupart des étiquettes RFID passives adoptent actuellement la modulation ASK. Pour le circuit de démodulation ASK de la puce d'étiquette, la méthode de démodulation couramment utilisée est la méthode de détection d'enveloppe, comme illustré dans la figure 9.

Le circuit doubleur de tension de la partie de détection d'enveloppe et de la partie de récupération d'énergie est fondamentalement le même, mais il n'est pas nécessaire de fournir un courant de charge important. Une source de courant de fuite est connectée en parallèle à l'étape finale du circuit de détection d'enveloppe. Lorsque le signal d'entrée est modulé, l'énergie d'entrée diminue et la source de fuite réduit la tension de sortie de l'enveloppe, de sorte que le circuit comparateur suivant peut juger le signal de modulation. En raison de la large plage de variation d'énergie du signal RF d'entrée, le courant de la source de fuite doit être ajusté de manière dynamique pour s'adapter aux changements des différentes intensités de champ dans le champ proche et le champ lointain. Par exemple, si le courant de l'alimentation de fuite est faible, il peut répondre aux besoins du comparateur lorsque l'intensité du champ est faible, mais lorsque l'étiquette est dans le champ proche avec une intensité de champ élevée, le courant de fuite ne sera pas suffisant pour faire détecter le signal. S'il y a un changement d'amplitude important, le comparateur post-étage ne peut pas fonctionner normalement. Pour résoudre ce problème, la structure de source de fuite telle qu'illustrée dans la figure 10 peut être adoptée.

Lorsque la porteuse d'entrée n'est pas modulée, le potentiel de grille du tube de purge M1 est le même que le potentiel de drain, formant un tube NMOS connecté à une diode, qui bloque la sortie d'enveloppe près de la tension de seuil de M1. ThLa puissance consommée sur M1 est équilibrée ; lorsque la porteuse d'entrée est modulée, l'énergie d'entrée de la puce diminue et à ce moment-là, en raison de l'action du circuit de retard R1 et C1, le potentiel de grille de M1 reste au niveau d'origine et M1 fuit. Le courant libéré reste inchangé, ce qui fait que l'amplitude du signal de sortie d'enveloppe diminue rapidement ; de même, après la restauration de la porteuse, le retard de R1 et C1 fait que la sortie d'enveloppe revient rapidement au niveau élevé d'origine. En utilisant cette structure de circuit et en choisissant raisonnablement la taille de R1, C1 et M1, les besoins de démodulation sous différentes intensités de champ peuvent être satisfaits. Il existe également de nombreuses options pour le circuit comparateur connecté derrière la sortie d'enveloppe, et les plus couramment utilisées sont le comparateur à hystérésis et l'amplificateur opérationnel.

b. Circuit de modulation

Les étiquettes RFID UHF passives adoptent généralement la méthode de modulation par rétrodiffusion, c'est-à-dire en modifiant l'impédance d'entrée de la puce pour modifier le coefficient de réflexion entre la puce et l'antenne, de manière à atteindre l'objectif de modulation. En général, l'impédance de l'antenne et l'impédance d'entrée de la puce sont conçues de manière à être proches de la correspondance de puissance lorsqu'elle n'est pas modulée, et le coefficient de réflexion est augmenté lorsqu'elle est modulée. La méthode de rétrodiffusion couramment utilisée consiste à connecter un condensateur avec un commutateur en parallèle entre les deux extrémités d'entrée de l'antenne, comme illustré dans la figure 11, le signal de modulation détermine si le condensateur est connecté à l'extrémité d'entrée de la puce en contrôlant le commutateur, modifiant ainsi l'impédance d'entrée de la puce.

circuit de génération de signal de démarrage

La fonction du circuit de génération de signal de réinitialisation de démarrage de puissance dans l'étiquette RFID est de fournir un signal de réinitialisation pour le démarrage du circuit numérique une fois la récupération de puissance terminée. FrançaisSa conception doit prendre en compte les problèmes suivants : Si la tension d'alimentation augmente trop longtemps, l'amplitude de haut niveau du signal de réinitialisation sera faible, ce qui ne peut pas répondre aux besoins de réinitialisation du circuit numérique ; le circuit de génération de signal de démarrage est plus sensible aux fluctuations de puissance, il est possible de provoquer un dysfonctionnement ; la consommation d'énergie statique doit être aussi faible que possible.

En général, après que l'étiquette RFID passive entre dans le champ, le temps d'augmentation de la tension d'alimentation est incertain et peut être très long. Cela nécessite la conception du circuit de génération de signal de démarrage pour générer le signal de démarrage au moment lié à la tension d'alimentation. La figure 12 montre un circuit de génération de signal de démarrage courant.

Son principe de base est d'utiliser la branche composée de la résistance R0 et du transistor NMOS M1 pour générer une tension Va relativement fixe. Lorsque la tension d'alimentation vdd dépasse la tension de seuil du transistor NMOS, la tension de Va reste fondamentalement inchangée. Lorsque la tension d'alimentation atteint Va+|Vtp|, le transistor PMOS M0 est activé pour faire monter Vb, et avant cela, Vb était à un niveau bas car M0 est coupé. Le principal problème de ce circuit est la présence de dissipation de puissance statique. Et comme la tension de seuil du transistor MOS varie considérablement avec le processus sous le processus CMOS, elle est facilement affectée par l'écart de processus. Par conséquent, l'utilisation d'une diode à jonction pn pour générer la tension de démarrage réduira considérablement l'incertitude du processus, comme le montre la figure 13.

Lorsque la tension d'alimentation atteint la tension de mise sous tension des deux diodes à jonction pn, la grille du transistor PMOS M0 est égale à la tension d'alimentation et le transistor PMOS est désactivé. À ce moment, la tension sur le condensateur C1 est à un niveau bas. Lorsque VDD dépasse la tension de seuil des deux diodes, M0 commence à conduire, tandis que la tension de grille de M1 reste inchangée, le courant traversant M1 reste inchangé et la tension sur le condensateur C1 augmente progressivement. Lorsqu'il monte à la phase inverse Après le basculement de l'appareil, un signal de démarrage est généré. Par conséquent, le temps nécessaire à ce circuit pour générer le signal de démarrage dépend du fait que la tension d'alimentation atteint ou non la tension de seuil des deux diodes, qui a une grande stabilité, et évite le signal de démarrage prématuré du circuit de démarrage général lorsque la tension d'alimentation augmente trop lentement. Le problème.

Si la tension d'alimentation augmente trop rapidement, la capacité de grille de la résistance R1 et M0 constitue un circuit de retard passe-bas, ce qui rendra la tension de grille de M0 incapable de suivre rapidement le changement de la tension d'alimentation et restera à un niveau bas. À ce moment, M0 chargera le condensateur C1, ce qui empêchera le circuit de fonctionner correctement. Pour résoudre ce problème, un condensateur C5 est introduit. Si la tension d'alimentation augmente rapidement, l'effet de couplage du condensateur C5 peut maintenir le potentiel de grille de M0 cohérent avec la tension d'alimentation, évitant ainsiL'apparition des problèmes mentionnés ci-dessus.

Le problème de la consommation d'énergie statique existe toujours dans ce circuit, et l'impact de la consommation d'énergie statique peut être réduit en augmentant la valeur de résistance et en sélectionnant raisonnablement la taille du tube MOS. Pour résoudre complètement le problème de la consommation d'énergie statique, il est nécessaire de concevoir un circuit de contrôle de rétroaction supplémentaire pour arrêter cette partie du circuit après la génération du signal de démarrage. Cependant, une attention particulière doit être accordée à l'instabilité causée par l'introduction de la rétroaction.

La difficulté de conception des puces RFID UHF passives tourne autour de la manière d'augmenter la distance de lecture et d'écriture de la puce et de réduire le coût de fabrication de l'étiquette. Par conséquent, l'amélioration de l'efficacité du circuit de récupération d'énergie, la réduction de la consommation d'énergie de la puce globale et le fonctionnement fiable restent les principaux défis dans la conception des puces d'étiquettes RFID.